TL494CN: схема включения, описание на русском, схема преобразователя. Управление силовыми ключами импульсного блока питания при помощи tl494 Атх блок питания схема 494

Микросхема состоит из ШИМ - контроллера и линейки компараторов, которые отслеживают выходные напряжения и участвуют в формировании сигнала P.G. и согласующего каскада состоящего из трансформатора и транзисторных ключей. В качестве ШИМ - контроллера используется - микросхема ТL494 (ТL493, ТL495) фирмы TEXAS INSTRUMENTS или ее аналог - микросхема МРС494 фирмы NEC. Внешний вид и разводка ножек представлены на рис. 1, а структурная схема ТL494 приведена на рис.2.

Рис. 1

Рис. 2

ИМС будет запускаться в том случае если на 12 ножку подать питающее напряжение в пределах от +7 до 40В. Выводы 1 и 2 - соответственно прямой и инвертирующий входы усилителя ошибки по сигналу обратной связи, вывод 4 - вход регулировки "мертвой зоны" (это время, когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты даже при максимальной потребляемой мощности), выводы 5 (Ст) и 6 (Rт) служат для подключения внешних элементов внутреннего генератора пилообразного напряжения, вывод 7 - общий, выводы 8 и 9 - коллектор и эмиттер первого транзистора, выводы 11 и 10 - соответственно коллектор и эмиттер второго транзистора, вывод 12 - напряжение питания, вывод 13 - выбор режима работы (одно- или двухтактный режим работы). Если на этом выводе присутствует положительное напряжение 2,4...5 В (логическая "1" для ТТL - схем) - осуществляется двухтактный режим работы, транзисторы Q1 и Q2 открываются поочередно, выходные импульсы следуют друг относительно друга со сдвигом по фазе. Если на этом выводе напряжение составляет 0...0,4 В (логический "0" для ТТL - схем) - однотактный режим, при этом транзисторы можно включать параллельно для увеличения выходного тока. Вывод 14 - выход опорного напряжения (+5 В) от встроенного стабилизированного источника опорного напряжения, выводы 16 и 15 – соответственно, прямой и инвертирующий входы усилителя ошибки по сигналу ограничения тока. ШИМ - контроллер работает на фиксированной частоте и содержит встроенный генератор пилообразного напряжения, который требует для установки частоты только двух внешних компонентов - резистора Rт, и конденсатора Ст. Частота генерации определяется по формуле:

t=1,1/RтCт

По функциональным узлам, входящим в состав микросхемы, ее можно разбить на аналоговую часть и цифровую.

К аналоговой части относятся усилители ошибок DA 3, DA 1.

- компараторы DA 1, DA 2

- генератор пилообразного напряжения DA 6

- вспомогательные источники DA 5, DA 7, DA 8

Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы образуют цифровую часть.

Из временных диаграмм приведенных на рис. 3 видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов, а также их длительность определяется состоянием выхода логического элемента DD 1.Остальная логика выполняет лишь вспомогательную функцию, разделения выходных импульсов на два канала.Оба транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, поэтому их можно подключать двояко. При включении с общим эмиттером выходные импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня.С общим коллектором выбросами вверх.Все остальные импульсы направлены выбросами вверх.Триггер DD 2 является двухтактным динамическим D -триггером.Принцип его работы в следующем.Каждый из выходных импульсов элемента DD 1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD 2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса, т. е. исключает появление двух отпирающих импульсов за один период работы.

ЦИФРОВАЯ ЧАСТЬ.

Рассмотрим работу одного периода цифрового тракта (см. рис 3.)Допустим что на одном из выходов DD 2 например Q присутствует логическая единица, а на втором / Q логический ноль, в этом случае на обоих выходах DD 3 будут висеть единицы, следовательно на выходе DD 5 будет логический ноль, т.к. с выхода DD 5 можно получить единицу только в случае если на обоих входах DD 5 будут висеть нули. По этой причине транзистор VT 5 будет закрыт.Состоянием выхода DD 4 будет логический ноль, который приходит на один из входов DD 6 , тем самим обеспечивает возможность прохождения импульса по нижнему каналу.Выходной импульс появится на транзисторе VT 2 во время паузы между выходными импульсами элемента DD 1.(т.е. на время когда на выходе DD 1 присутствует ноль-интервал диаграммы t 1- t 2).Начало следующего выходного импульса элемента DD 1 (момент t 2 диаграммы) не изменит состояние элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD 6, на выходе которого появится логический ноль, поэтому транзистор VT 2 закроется.Завершение выходного импульса DD1 (моментt3) обусловит изменение состояние выходов DD2 на противоположное. Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4.Начавшаяся пауза на выходе DD1 обусловит прохождение выходного импульса по верхнему каналу.Таким образом, основная идея работы цифрового тракта заключается в том, что длительность выходного импульса определяется длительностью паузы между выходными импульсами DD1.Если на выход 13 микросхемы подать логическую единицу, то транзисторы VT1и VT2, будут следовать друг относительно друга со сдвигом по фазе на половину периода.Такой режим работы используется в том случае, если работа БП выполнена по двухтактной схеме. Если на ножку 13 подать логический ноль, то элементы микросхемы DD3 и DD4 , будут заблокированы, т.е. состояние их выходов не будет изменятся. Выходные импульсы будут следовать без сдвига по фазе. Такой режим работы используется, в случае если силовая часть блока питания выполнена по однотактной схеме. При такой реализации коллекторы и эмиттеры транзисторов объединены с целью умощнения.В качестве единицы подаваемой на 13 ножку микросхемы обычно подается напряжение с 14 вывода (от источника внутреннего стабилизированного напряжения.)

АНАЛОГОВАЯ ЧАСТЬ.

Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 диаграмма 4, поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2) поступающий на один из входов DD1 , не влияет в нормальном режиме работы, т. к. выходной сигнал ШИМ компаратора DA2 более широкий. Кроме того видно что при изменении уровня напряжения на прямом входе компаратора DA 2 , ширина выходных импульсов будет пропорционально изменятся. В нормальном режиме уровень напряжения на входе DA 2 определяется только состоянием усилителя ошибки DA 3 , т.к. оно превышает уровень напряжения DA 4. Поэтому при подаче сигнала обратной связи на 1 первую ножку микросхемы уровень напряжения на входе ШИМ компаратора будет изменятся.Из временных диаграмм следует, что если ширина выходных импульсов DA 2 в силу каких либо причин будет изменятся, то управление будет передано компаратору “мертвой зоны” DA 1. Самим опасным моментом работы микросхемы является тот момент, когда на прямом входе DA 1 висит потенциал равный “0”. А это означает, что управляющие импульсы будут следовать практически друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация под названием “пробой по транзисторной стойке”, ситуация когда один транзистор еще не закрылся, а второй уже открыт. Ток в этом случае минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Последствия этой ситуации плачевны, как правило, выход из строя диодного выпрямителя, а также выход из строя силовых ключей инвертора.Поэтому управление должно быть сформировано таким образом, что бы сначала закрывался один из транзисторов, а потом открывался другой. Для этих целей в схему был включен внутренний источник напряжения DA 7 (0.1 В).

ПРИНЦИП РАБОТЫ TL494
НА ПРИМЕРЕ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

TL494 по сути уже легендарная микросхема для импульсных блоков питания. Некоторые могут конечно возразить, что мол сейчас уже есть более новые, более продвинутые ШИМ контроллеры и какой смысл возится с этим старьем. Лично я на это могу сказать только одно – Лев Толстой писал вообще от руки и как писал! А вот наличие на Вашем компе две тысячи тринадцатого Ворда чет ни кого не сподвигло на написание хотя бы нормального рассказа. Ну да ладно, кому интересно смотрим дальше, кому нет – всего наилучшего!
Сразу хочу оговориться – речь будет идти о TL494 производства Техас Инструментс. Дело в том, что данный контроллер имеет огромное количество аналогов, производимых разными заводами и хотя структурная схема у них ОЧЕНЬ похожа, но это все равно не совсем одинаковые микросхемы – даже усилители ошибки на разных микросхемах имеют разный коф усиления при одной и той же пассивной обвязке. Так что после замены ОБЯЗАТЕЛЬНО перепроверьте параметры ремонтируемого блока питания – на эти грабли я лично наступал.
Ну это была присказка, а вот и сказка начинается. Перед Вами структурная схема TL494 как раз от Техас Инструментс. Если вглядеться, то не так уж много в ней и начинки, однако именно такое сочетание функциональных узлов позволило данному контроллеру завоевать огромнейшую популярность при копеешной стоимости.

Микросхемы выпускаются как в обычных ДИПовских корпусах, так и в планарных, для поверхностного монтажа. Цоколевка в обоих случаях аналогична. Лично я по причине своей подслеповатости предпочитаю работать по старинке – обычные резисторы, ДИПовские корпуса и так далее.

На седьмой и двенадцатый вывода у нас подается напряжение питания, на седьмой МИНУС, ну или ОБЩИЙ, на двенадцатый ПЛЮС. Диапазон питающих напржений довольно большой – от пяти до сорока вольт. Для наглядности микросхема обвязана пассивными элементами, которые и задают режимы ее работы. Ну а что для чего предназначено будет понятно по мере запуска микросхемы. Да, да именно запуска, поскольку микросхема начинает работать не сразу при подачи питания. Ну обо всем по порядку.
Итак, при подключении питания разумеется на двенадцатом выводе TL494 напряжение появится не мгновенно – потребуется какое время на зарядку конденсаторов фильтра питания, а мощность реального источника питания разумеется не бесконечна. Да, это процесс довольно скоротечен, но он все равно есть – напряжение питания увеличивается от нуля до номинального значение за какой то промежуток времени. Допустим, что номинальное напряжение питания у нас 15 вольт и мы его подали на плату контроллера.
Напряжение на выходе стабилизатора DA6 будет почти равно напряжению питания всей микросхемы пока основное питание не достигнет напряжения стабилизации. Пока оно ниже 3,5 вольт на выходе компаратора DA7 будет присутствовать уровень логической единицы, поскольку данный компаратор следит за величиной внутреннего опорного напряжения питания. Эта логическая единица подается на логический элемент ИЛИ DD1. Принцип работы логического элемента ИЛИ заключается в том, что если хотя бы на одном из его входов присутствует логическая единица на выходе будет единица, т.е. если единица на первом входе ИЛИ на втором, ИЛИ на третьем ИЛИ на четвертом, то на выходе DD1 будет единица и что будет на остальных входах значения не имеет. Таким образом, если напряжение питания ниже 3,5 вольт DA7 блокирует прохождение сигнала тактового сигнала дальше и на выходах микросхемы ни чего не происходит – управляющих импульсов нет.

Однако как только напряжение питания превышает 3,5 вольт напряжение на инвертирующем входе становится больше, чем на не инвертирующем и компаратор меняет свое выходное напряжение на логический ноль, тем самым снимая первую ступень блокировки.
Вторая ступень блокировки контролируется компаратором DA5, который следит за величиной напряжения питания, а именно на его величиной в 5 вольт, поскольку внутренний стабилизатор DA6 не может выдать напряжение больше чем на его входе. Как только напряжение питания превысит 5 вольт оно станет больше на инвертирующем входе DA5, поскольку на не инвертирующем входе оно ограничено напряжением стабилизации стабилитрона VDвн5. Напряжение на выходе компаратора DA5 станет равно логическому нулю и попадая на вход DD1 снимается вторая ступень блокировки.
Внутреннее опорное напряжение 5 вольт используется и внутри микросхемы и выводится за ее пределы через вывод 14. Внутреннее использование гарантирует стабильную работу внутренних компараторов DA3 и DA4, поскольку данные компараторы формируют управляющие импульсы исходя из величины пилообразного напряжения, формируемого генератором G1.
Тут лучше по порядку. В микросхеме имеется генератор пилы, частота которой зависит от времязадающих конденсатора С3 и резистора R13. Причем R13 не принимает непосредственного участия в формировании пилы, а служит регулирующим элементом генератора тока, который и производит зарядку конденсатора С3. Таким образом уменьшая номинал R13 увеличивается ток зарядки, конденсатор заряжается быстрее и соответственно увеличивается тактовая частота, а амплитуда формируемой пилы сохраняется.

Далее пила попадает на инвертирующий вход компаратора DA3. На не инвертирующем входе которого находится опорное напряжение величиной 0,12 вольта. Это как раз соответствует пяти процентам от всей длительности импульса. Другими словами не зависимо от частоты на выходе компаратора DA3 появляется логическая единица ровно на пять процентов от длительности всего управляющего импульса, тем самым блокируя элемент DD1 и обеспечивая время паузы между переключениями транзисторов выходного каскада микросхемы. Это не совсем удобно – если частота в процессе эксплуатации изменяется, то время паузы следует учитывать для максимальной частоты, ведь как раз время пауз будет минимальным. Однако эта проблема решает довольно легко, если величину опорного напряжения 0,12 вольт увеличить, соответственно увеличчится длительность пауз. Это можно сделать собрав делитель напряжения на резисторах или использовать диод с малым падением напряжения на переходе.

Так же пила с генератора попадает на компаратор DA4, который сравнивает ее величину с напряжением, формируемым усилителями ошибки на DA1 и DA2. Если величина напряжения с усилителя ошибки располагается ниже амплитуды пилообразного напряжения, то управляющие импульсы проходят без изменения на формирователь, если же на выходах усилителей ошибки имеется какое напряжение и оно больше минимального значения и меньше максимального напряжения пилы, то при достижении пилообразного напряжения уровня напряжения с усилителя ошибки компаратор DA4 формирует уровень логической единицы и выключает управляющий импульс, идущий на DD1.

После DD1 стоит инвертор DD2, который формирует фронты для работающего по фронту D-триггера DD3. Триггер с свою очередь делит тактовый сигнал на два и поочередно разрешает работу элементов И. Суть работы элементов И заключается в том, что на выходе элемента появляется логическая единица лишь в том случае, когда на его одном входе будет логическая единица И на остальных входах тоже будет присутствовать логическая единица. Вторые выводы этих логических элементов И соединены между собой и выведены на тринадцатый вывод, который может использоваться для внешнего разрешения работы микросхемы.
После DD4, DD5 стоит пара элементов ИЛИ-НЕ. Это уже знакомый элемент ИЛИ, только выходное напряжение у него инвертировано, т.е. НЕ соответствует истине. Другими словами, если хоть на одном из входов элемента будет присутствовать логическая единица, то на его выходе будет НЕ единица, т.е. ноль. А для того, чтобы на выходе элемента появилась логическая единица на обоих его входах должен присутствовать логический ноль.
Вторые входа элементов DD6 и DD7 соединены и подключены непосредственно на выход DD1, что блокирует элементы пока на выходе DD1 присутствует логическая единица.
С выходов DD6 и DD7 управляющие импульсы попадают на базы транзисторов выходного каскада ШИМ контроллера. Причем сама микросхема использует только базы, а коллекторы и эмиттеры выведены за приделы микросхемы и могут использоваться пользователем по своему усмотрению. Например соединив эмиттеры с общим проводом и подключив к коллекторам обмотки согласующего трансформатора мы можем непосредственно микросхемой управлять силовыми транзисторами.
Если же коллекторы транзисторов выходного каскада соединить с напряжением питания, а эмиттеры нагрузить резисторами, то получаем управляющие импульсы для непосредственного управления затворами силовых транзисторов, разумеется не очень мощных – ток коллектора транзисторов выходного каскада не должен превышать 250 мА.
Так же мы можем использовать TL494 для управления однотактными преобразователями, соединив коллекторы и эмиттеры транзисторов между собой. По этой схемотехнике можно строить и импульсные стабилизаторы – фиксированное время пауз не даст намагнитится индуктивности, а можно использовать и как многоканальный стабилизатор.
Теперь несколько слов схеме включения и об обвязке ШИМ контроллера TL494. Для большей наглядности возьмем несколько схем из интернета и попробуем в них разобраться.

СХЕМЫ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ TL494

Для начала разберем автомобильные преобразователи. Схемы взяты КАК ЕСТЬ, поэтому я позволю кроме пояснений подчеркнуть некоторые нюансы, которые я бы сделал по другому.
Итак, схема номер 1 . Автомобильный преобразователь напряжения, имеющий стабилизированное выходное напряжение, причем стабилизация осуществляется косвенным образом – контролируется не выходное напряжение преобразователя, а напряжение на дополнительной обмотке. Разумеется, что выходные напряжения трансформатора взяимосвязаны, поэтому увеличение нагрузки на одной из обмоток вызывает провал напряжение не только на ней, но и на всех обмотках, которые намотаны на этом же сердечнике. Напряжение на дополнительной обмотке выпрямляется диодным мостом, проходит аттенюатор на резисторе R20, сглаживается конденсатором С5 и через резистор R21 попадает на первую ногу микросхемы. Вспоминаем структурную схему и видим, что первый вывод у нас есть не инвертирующий вход усилителя ошибки. Второй вывод – инвертирующий вход, через который с выход усилителя ошибки (вывод 3) заведена отрицательная обратная связь через резистор R2. Обычно параллельно этому резистору ставят конденсатор на 10…47 нано фарад – это несколько замедляет скорость реакции усилителя ошибки, но в тоже время значительно увеличивает стабильность его работы и полностью исключает эффект перерегулирования.

Перерегулирование – слишком сильная реакция контроллера на изменение нагрузки и вероятность возникновения колебательного процесса. К этому эффекту мы вернемся, когда полностью разберемся со всеми процессами в данной схеме, поэтому возвращаемся к выводу 2, на который подано смещение с вывода 14, который является выходом внутреннего стабилизатора на 5 вольт. Сделано это для более корректной работы усилителя ошибки – у усилителя однополярное напряжение питания и работать с напряжениями близкими по значению к нулю ему довольно сложно. Поэтому в таких случаях формируются дополнительные напряжения, чтобы загнать усилитель в рабочие режимы.
Кроме всего прочего стабилизированное напряжение 5 вольт используется для формирования «мягкого» старта – через конденсатор С1 оно подается на 4 вывод микросхемы. Напоминаю – от величины напряжения на этом выводе зависит время пауз между управляющими импульсами. Из этого не сложно сделать вывод, что пока конденсатор С1 будет разряжен время пауз будет настолько большим, что превысит длительность самих импульсов управления. Однако по мере зарядки конденсатора напряжение на четвертом выводе начнет уменьшаться уменьшая и время пауз. Длительность управляющих импульсов начнет увеличиваться пока не достигнет своего значения в 5 %. Данное схемотехническое решение позволяет ограничить ток через силовые транзисторы на время заряда конденсаторов вторичного питания и исключает перегрузку силового каскада, поскольку действующее значение выходного напряжения увеличивается постепенно.
Восьмой и одиннадцатый вывода микросхемы подключены к напряжению питания, следовательно выходной каскад работает в качестве эмиттерного повторителя, а так оно и есть – девятый и десятый выводы через токоограничивающие резисторы R6 и R7 подключены к резисторам R8 и R9, а так же к базам VT1 и VT2. Таким образом выходной каскад контроллера усилен – открытие силовых транзисторов осуществляется через резисторы R6 и R7, последовательно которым подключены диоды VD2 и VD3, а вот закрытие, на которое нужно гораздо больше энергии, происходит при помощи VT1 и VT2, включенных как эмиттерные повторители, но обеспечивающие большие ток именно при формировании на затворах нулевого напряжения.
Далее у нас по 4 силовых транзистора в плече, включенных параллельно, для получения большего тока. Откровенно говоря вызывает некоторое смущении использование именно этих транзисторов. Вероятней всего у автора данной схемы они попросту были в наличии и он решил их пристроить. Дело в том, что у IRF540 максимальный ток равен 23 амперам, энергия, запасенная в затворах равна 65 нано Кулонам, а наиболее популярные транзисторы IRFZ44 имеют максимальный ток в 49 ампер, при этом энергия затвора составляет 63 нано Кулона. Другими словами используя две пары IRFZ44 мы получаем небольшой прирост максимального тока и двухкратное снижения нагрузки на выходной каскад микросхемы, что лишь увеличивает надежность данной конструкции с точки зрения параметров. Да и формулу «Меньше деталей – больше надежность» ни кто не отменял.

Разумеется, что силовые транзисторы должны быть из одной партии, поскольку в этом случае разброс параметров между включенными в параллель транзисторами снижается. В идеале конечно же лучше подобрать транзисторы по коэффициенту усиления, но такая возможность случается не всегда, а вот приобрести транзисторы одной партии должно получится в любом случае.

Параллельно силовым транзисторам стоят последовательно соединенные резисторы R18, R22 и конденсаторы C3, C12. Это снаберы, которые призваны подавлять импульсы самоиндукции, которые неизбежно возникают при подаче на индуктивную нагрузку прямоугольных импульсов. Кроме этого дело усугубляется широтно-импульсной модуляцией. Тут стоит остановится подробней.
Пока силовой транзистор открыт через обмотку протекает ток, причем ток все время увеличивается и вызывает рост магнитного поля энергия которого передается во вторичную обмотку. Но как только транзистор закрывается ток через обмотку протекать перестает и магнитное поле начинает сворачиваться вызывая появление напряжение обратной полярности. Складываясь с уже имеющимся напряжением появляется короткий импульс, амплитуда которого может превышать приложенное первоначально напряжение. Это вызывает выброс тока вызывает повторную смену полярности наводимого самоиндукцией напряжения и теперь самоиндукция сокращает величину имеющегося напряжения и как только ток станет меньше снова происходит смена полярности импульса самоиндукции. Этот процесс носит затухающий характер, однако величины токов и напряжений самоиндукции прямопропорциональны габаритной мощности силового трансформатора.

В результате этих качелей в момент закрытия силового ключа на обмотке трансформатора наблюдаются ударные процессы и для их подавления как раз и используются снаберы – сопротивление резистора и емкость конденсатора подбираются таким образом, чтобы на зарядку конденсатора требовалось ровно столько времени, сколько требуется на смену полярности импульса самоиндукции трансформатора.
Зачем нужно бороться с этими импульсами? Все очень просто – в современных силовых транзисторах установлены диоды, причем напряжение падения у них значительно больше сопротивления открытого полевика и именно диодам приходится не сладко, когда они через себя начинаю гасить на шины питания выбросы самоиндукции и в основном корпуса силовых транзисторов греются не потому, что греются кристаллы переходов именно транзисторов, это греются внутренние диоды. Если же убрать диоды, то обратное напряжение буквально при первом же импульсе убьет силовой транзистор.
Если преобразователь не оснащен ШИМ стабилизацией, то время самоиндукционной болтанки сравнительно не велико – вскоре открывается силовой транзистор второго плеча и самоиндукция душится малым сопротивлением открытого транзистора.

Однако если же преобразователь имеет ШИМ контроль выходного напряжения, то паузы между открытием силовых транзисторов становятся довольно длинными и естественно время самоиндукционной болтанки значительно увеличивается, увеличивая нагрев диодов внутри транзисторов. Именно по этой причине при создании стабилизированных источников питания не рекомендуют закладывать запас выходного напряжения более 25 % - время пауз становится слишком длинным и это вызывает необоснованное повышение температуры выходного каскада даже при наличии снаберов.
По этой же причине подавляющее большинство заводских автомобильных усилителей мощности не имеют стабилизации даже если в качестве контроллера используется TL494 – экономят на площади теплоотводов преобразователя напряжения.
Ну теперь, когда основные узлы рассмотрены разберемся как работает ШИМ стабилизация. У нас на выходе заявлено двуполярное напряжение ±60 вольт. Из сказанного ранее становится понятно, что вторичная обмотка трансформатора должна быть рассчитана на выдачу 60 вольт плюс 25% процентов, т.е. 60 плюс 15 равно 75 вольта. Однако для получения действующего значения в 60 вольт длительность одной полуволны, точнее одного периода преобразования должен быть короче на 25% от номинального значения. Не забываем, что в любом случае вмешается еще время пауз между переключениями, следовательно вносимые формирователем пауз 5% отсекутся автоматически и наш управляющий импульс нужно уменьшить на оставшиеся 20%.
Эта пауза между периодами преобразования будет компенсироваться за счет накопленной в дросселе фильтра вторичного питания магнитной энергии и накопленного заряда в конденсаторах. Правда ставить перед дросселем электролиты я бы не стал, впрочем как и любые другие конденсаторы – кондеры лучше ставить после дросселя и кроме электролитов конечно же установить пленочные – они лучше подавляют как раз импульсные броски и помехи.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется следующим образом. Пока нагрузки нет или она очень мала энергия с конденсаторов С8-С11 почти не расходуется и для ее восстановления требуется не много энергии и амплитуда выходного напряжения с вторичной обмотки будет достаточно большой. Соответственно и амплитуда выходного напряжения с дополнительной обмотки будет большой. Это вызовет увеличение напряжения на первом выводе контроллера, что в свою очередь повлечет увеличение выходного напряжения усилителя ошибки и длительность управляющих импульсов сократится до такой величины, при которой наступит баланс между потребляемой мощностью и отдаваемой в силовой трансформатор.
Как только потребление начинает увеличиваться происходит понижение напряжения на дополнительной обмотке и естественно уменьшается напряжение на выходе усилителя ошибки. Это вызывает увеличение длительности управляющих импульсов и увеличение отдаваемой в трансформатор энергии. Длительность импульса увеличивается до тех пор, пока снова не наступит баланс потребляемой и отдаваемой энергий. Если же нагрузка уменьшается, то снова происходит разбалансировка и контроллер вынужден будет теперь сократить длительность управляющих импульсов.

При неправильно выбранных номиналах обратной связи может возникнуть эффект перерегулирования. Это касается не только TL494, а так же всех стабилизаторов напряжения. В случае с TL494 эффект перерегулирования обычно возникает в случаях отсутствия замедляющих реакцию обратной связи цепочек. Разумеется, что замедлять реакцию слишком сильно не следует – может пострадать коэффициент стабилизации, однако и слишком быстрая реакция идет не на пользу. А проявляется это следующим образом. Допустим у нас увеличилась нагрузка, напряжение начинает проваливаться, ШИМ контроллер пытается восстановить баланс, но делает это слишком быстро и увеличивает длительность управляющих импульсов не пропорционально, а гораздо сильнее. В этом случае действующее значение напряжения резко увеличивается. Разумеется теперь контроллер видит, что напряжение выше напряжения стабилизации и резко сокращает длительность импульсов, пытаясь сбалансировать выходное напряжение и опорное. Однако длительность импульсов стала короче, чем должна быть и выходное напряжение становится гораздо меньше необходимого. Контроллер снова увеличивает длительность импульсов, но опять перестарался – напряжение получилось больше необходимого и ему ни чего не остается делать, как снижать длительность импульсов.
Таким образом на выходе преобразователя формируется не стабилизированное напряжение а колеблющееся на 20-40% от установленного, причем как в сторону превышения, так и в сторону занижения. Разумеется, что такое питание вряд ли понравится потребителям, поэтому после сборки любого преобразователя следует его проверить на скорость реакции на шунтах, дабы не расстаться с только что собранной поделкой.
Судя по предохранителю преобразователь довольно мощный, однако в таком случае емкостей С7 и С8 явно маловато, их следует добавить хотя бы еще по три штуки каждого. Диод VD1 служит для защиты от переполюсовки и если таковая случится, то он вряд ли останется в живых – пережечь предохранитель на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну и под занавес остается добавить то, что данный преобразователь не снабжен системой стенбая, т.е. при подключении к напряжению питания он сразу запускается и остановить его можно только отключив питание. Это не очень удобно – потребуется довольно мощный переключатель.

Автомобильный преобразователь напряжения номер 2 , так же имеет стабилизированное выходное напряжение, о чем свидетельствует наличие оптрона, светодиод которого подключен к выходному напряжению. Причем подключен через TL431, что значительно увеличивает точность поддержания выходного напряжения. Фототранзистор оптрона подключен также к стабилизированному напряжению второй микрухой TL431. Суть данного стабилизатора лично от меня ускользнула – в микросхеме есть стабилизированные пять вольт и ставить дополнительный стабилизатор как бы смысла не имеет. Эмиттер фототранзистора идет на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1). Усилитель ошибки охвачен отрицательной обратной связью, причем для замедления ее реакции введены резистор R10 конденсатор С2.

Второй усилитель ошибки используется для принудительной остановки преобразователя в не штанной ситуации – при наличии на шестнадцатом выводе напряжения большего по величине, чем формирует делитель R13 и R16, а это примерно два с половиной вольта контроллер начнет сокращать длительность импульсов управления вплоть до их полного исчезновения.
Мягкий старт организован точно так же, как и в предыдущей схеме – через формирование времени пауз, правда емкость конденсатора С3 несколько маловата – я бы туда поставил на 4,7…10 мкФ.
Выходной каскад микросхемы работает в режиме эмиттерного повторителя, для усиления тока используется полноценный дополнительный эмиттерный повторитель на транзисторах VT1-VT4, который в свою очередь нагружен на затворы силовых полевиков, правда номиналы R22-R25 я бы снизил до 22…33 Ом. Дальше снаберы и силовой трансформатор, после которого диодный мост и сглаживающий фильтр. Фильтр в этой схеме выполнен более корректно – он на одном сердечнике и содержит одинаковое количество витков. Такое включение обеспечивает максимально возможную фильтрацию, поскольку встречные магнитные поля компенсируют друг друга.
Режим стенбай организован на транзисторе VT9 и реле К1, контакты которого подают питание только на контроллер. Силовая же часть подключена к напряжению питания постоянно и пока с контроллера по появятся управляющие импульсы транзисторы VT5-VT8 будут закрытыми.
О том, что на контроллер подано напряжение питания свидетельствует светодиод HL1.

Следующая схема… Следующая схема это… Это третий вариант автомобильного преобразователя напряжения , но давайте по порядку…

Начнем с основных отличий от традиционных вариантов, а именно использования в автомобильном преобразователе полумостового драйвера. Ну с этим еще можно как то смириться – внутри микросхемы находятся 4 транзистора с хорошей скоростью открытия-закрытия, да еще и двухамперных. Произведя соответствующее подключение ее можно загнать в режим работы Пуш-пулла, однако микросхема не производит инверсию выходного сигнала, а на ее входы управляющие импульсы подаются с коллекторов контроллера, следовательно как только контроллер выдаст паузу между управляющими импульсами на коллекторах выходного каскада ТЛки появятся уровни соответствующие логической единицы, т.е. близкие к напряжению питания. Пройдя Ирку импульсы будут поданы на затворы силовых транзситоров, которые будут благополучно открыты. Оба… Одновременно. Я конечно понимаю, что ушатать транзисторы FB180SA10 с первого раза может и не получится – все таки 180 ампер придется развить, а при таких токах обычно уже дорожки начинают отгорать, но все ж это как то слишком жестко. Да и стоимость этих самых транзисторов больше тысячи за один.
Следующим загадочным моментом является использование трансформатора тока, включенного в шину первичного питания, по которой протекает постоянный ток. Понятно, что в этом трансформаторе будет все таки что то наводится за счет изменения тока в момент переключения, но все ж это как то не совсем правильно. Не, защита от перегрузки работать будет, но насколько корректно? Ведь и выход трансформатора тока тоже спроектирован, мягко говоря уж слишком оригинально – при увеличении тока на 15 выводе, который является инвертирующим входом усилителя ошибки будет уменьшаться напряжение, которое формирует резистор R18 совместно с делителем на R20. Разумеется, что уменьшение напряжения на этом выходе вызовет увеличение напряжения с усилителя ошибки, что в свою очередь укоротит управляющие импульсы. Однако R18 подключен непосредственно к шине первичного питания и весь происходящий бардак на этой шине будет непосредственно сказываться на работе защиты от перегрузки.
Регулировка стабилизации выходного напряжения выполнена… Ну в принципе так же, как и работа силовой части… После запуска преобразователя, как только выходное напряжение достигает значения при котором начинает светится светодиод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 открывается. Его открытие вызывает уменьшение созданного делителем на R10 и R11 напряжения. Это в свою очередь вызывает снижение выходного напряжения усилителя ошибки, поскольку это напряжение подключено к не инвертирующему входу усилителя. Ну а раз на выходе усилителя ошибки напряжение снижается то контроллер начинает увеличивать длительность импульсов, тем самым увеличивая яркость свечения светодиода оптрона, который еще сильнее открывает фототранзистор и еще сильнее увеличивает длительность импульсов. Это происходит до тех пор, пока напряжение на выходе не достигнет максимально возможной величины.
В общем схема настолько оригинальна, что отдать ее на повторение можно только врагу и за этот грех Вам обеспечены вечные муки в Аду. Я не знаю кто виноват… Лично у меня сложилось впечатление, что это чья то курсовая работа, а может и дипломная, но в это верить не хочется, ведь если она была опубликована, то значит была защищена, а это говорит о том, что квалификация преподавательского состава гораздо в худшем состоянии, чем я думал…

Четвертый вариант автомобильного преобразователя напряжения .
Не скажу, что идеальный вариант, тем не менее в свое время к разработке данной схемы приложил руку. Тут сразу небольшая порция успокоительного – пятнадцать и шестнадцать выводы соединены вместе и подключены на общий провод, хотя по логике следовало бы пятнадцатый вывод соединить с четырнадцатым. Тем не менее заземление входов второго усилителя ошибки на работоспособности ни как не отразилось. Поэтому куда подключать пятнадцатый вывод уже оставлю на Ваше усмотрение.

Выход внутреннего стабилизатора на пять вольт в данной схеме используется весьма интенсивно. Из пяти вольт формируется опорное напряжение, с которым будет сравниваться выходное напряжение. Делается это при помощи резисторов R8 и R2. Для уменьшения пульсаций опорного напряжения параллельно R2 подключен конденсатор С1. Поскольку резисторы R8 и R2 одинаковые, то величина опорного напряжения составляет два с половиной вольта.
Так же пять вольт используются для мягкого старта – конденсатор С6 в момент включения краткосрочно формирует пять вольт на четвертом выводе контроллера, т.е. пока он заряжается время принудительных пауз между управляющими импульсами будет изменяться от максимального до номинального значения.
Эти же пять вольт подключены к коллектору фототранзистора оптрона DA, а его эмиттер, через небольшой делитель на R5 и R4 подключен к не инвертирующему входу первого усилителя ошибки – вывод 1. На вывод 2 заведена отрицательная обратная связь с выхода усилителя ошибки. Обратная связь имеет замедляющий реакцию контроллера конденсатор С2, емкость которого может располагаться в пределах от десяти нано фарад до шестидесяти восьми нано фарад.
Выходной каскад контроллера работает в режиме повторителя, а усиление по току производится транзисторным драйверным каскадом на VT3-VT6. Разумеется, что мощности драйверного каскада хватит на управление не одно парой силовых транзисторов, собственно на это и делалась ставка – первоначально плата с контроллером выполнялась отдельно от силовой части, но в итоге это оказалось не совсем удобно. Поэтому печатные проводники были перенесены на основную плату, а трансформаторов, ну и конечно же силовых транзисторов уже варьировалось методом удлинения платы.
Силовой трансформатор к транзисторам подключен через трансформатор тока, который отвечает за работоспособность защиты от перегрузки. Снаберы в данном варианте не ставились – использовались серьезные радиаторы.
Как только на клемме УПР появляется напряжение, разрешающее работу преобразователя открывается транзистор VT2, который в свою очередь загоняет в насыщение VT1. На эмиттере VT1 находится напряжение с интегрального стабилизатора на 15, который безприпятственно пропускает напряжение питания подаваемое с диода VD5, ведь оно меньше напряжения стабилизации. На этот диод, через резистор R28 подается основное напряжение питания двенадцать вольт. Открывшись VT1 подает питание на контроллер и транзисторы драйвера и происходит запуск преобразователя. Как только на силовом трансформаторе появляются импульсы напряжение на его обмотка достигает удвоенного значения основного питания и оно, проходя диоды VD4 и VD6, подается на вход стабилизатора на 15 вольт. Таким образом после запуска преобразователя питание контроллера осуществляется уже стабилизированным питанием. Данное схемотехническое решение позволяет сохранять устойчивую работу преобразователя даже при питании шесть – семь вольт.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется методом контроля свечения светодиода оптрона DA, светодиод которого подключен к нему через резистивный делитель. Причем контролируется только одно плечо выходного напряжения. Стабилизация второго плеча осуществляется через магнитную связь, которая возникает в сердечнике индуктивности L2 и L3, поскольку данный фильтр выполнен на одном сердечнике. Как только увеличивается нагрузка на положительном плече выходного напряжения сердечник начинает намагничиваться и в результате отрицательному напряжению с диодного моста труднее попадать на выход преобразователя, отрицательное напряжение начинает проваливаться, а на это у же реагирует светодиод оптрона, заставляя контроллер увеличить длительность управляющих импульсов. Другими словами дроссель кроме фильтрующих функций выполнять роль дросселя групповой стабилизации и работает точно так же, как он это делает в компьютерных блоках питания, стабилизируя сразу несколько выходных напряжений.
Защита от перегрузки несколько грубоватая, тем не менее вполне работоспособная. Порог защиты регулируется резистором R26. Как только ток через силовые транзисторы достигает критического значения напряжение с трансформатора тока открывает тиристор VS1, а он шунтирует на землю управляющее напряжение с клеммы УПР, тем самым снимая напряжение питания с контроллера. Кроме этого через резистор R19 происходит ускоренная разрядка конденсатора С7, емкость которого все таки лучше снизить до 100 мкФ.
Для сброса сработанной защиты необходимо снять, а затем снова подать напряжение на клемму УПР.
Еще одной особенностью данного преобразователя является использование конденсаторно-резистивного формирователя напряжения в затворах силовых транзисторов. Устанавливая эти цепочки удалось добиться на затворах отрицательного напряжения, которое призвано ускорить закрытие силовых транзисторов. Однако данный способ закрытия транзисторов не повлек ни роста КПД, ни снижения температуры, даже с использованием снаберов и от нее отказались – меньше деталей – больше надежность.

Ну и последний, пятый автомобильный преобразователь . Данная схема является логическим продолжением предыдущей, но оснащена дополнительными функциями, улучшающими ее потребительские свойства. Управляющее напряжение REM подается через восстанавливаемый термопредохранитель KSD301 на 85 градусов, который установлен на радиатор преобразователя. В идеале радиатор должен быть один и на усилитель мощности и на преобразователь напряжения.

Если контакты термопредохранителя замкнуты, т.е. температура меньше восьмидесяти пяти градусов, то управляющее напряжение с клеммы REM открывает транзистор VT14, тот в свою очередь открывает VT13 и на вход пятнадцати вольтовой КРЕНки попадает двенадцать вольт от основного источника питания. Поскольку входное напряжение ниже напряжения стабилизации КРЕНки на ее выходе оно появится почти без изменений – лишь падение на регулирующем транзисторе внесет небольшое падение. С КРЕНки питание подается на сам контроллер и транзисторы драйверного каскада VT4-VT7. Как только внутренний пяти вольтовый стабилизатор выдаст напряжение начнет заряжаться конденсатор С6 уменьшая длительность пауз между управляющими импульсами. Управляющие импульсы начнут открывать силовые транзисторы на вторичных обмотках трансформатора появятся и начнут увеличивать действующее значение вторичные напряжения. С первой вторичной обмотки напряжение величиной 24 вольта через выпрямитель со средней точкой попадет на плюсовой вывод конденсатора С18 и поскольку его напряжение больше, чем основное двенадцативольтовое диод VD13 закроется и теперь контроллер будет питаться от собственно вторичной обмотки. Кроме этого двадцать четыре вольта больше, чем пятнадцать, следовательно в работу включится пятнадцати вольтовый стабилизатор и теперь контроллер будет питаться стабилизированным напряжением.
По мере роста управляющих импульсов действующее значение напряжения будет увеличиваться и на второй вторичной обмотке и как только оно достигнет значения при котором начнет светиться светодиод оптрона DA фототранзистор начнет открываться и система начнет обретать устойчивое состояние – длительность импульсов перестанет увеличиваться, поскольку эмиттер фототранзистора подключен в не инвертирующему выводу усилителя ошибки контроллера. При увеличении нагрузки выходное напряжение начнет проседать, естественно яркость светодиода начнет уменьшаться, уменьшится и напряжение на первом выводе контроллера и контроллер увеличит длительность импульса ровно на столько, чтобы снова восстановить яркость свечения светодиода.
Контроль выходного напряжения осуществляется по отрицательному плечу, а реакция на изменения потребления в положительном плече осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1. Для ускорения реакции контролируемого напряжения отрицательное плечо дополнительно нагружено резистором R38. Тут сразу следует оговориться – не нужно на вторичное питания навешивать слишком большие элеткролиты – на больших частотах преобразования от них не много толка, а вот на общий коэффициент стабилизации они могут оказать существенное влияние – чтобы напряжение в положительном плече начало увеличиваться в случае увеличения нагрузки напряжение в отрицательном плече должно тоже уменьшится. Если же в отрицательном плече потребление не большое, а емкость конденсатора довольно большая С24, то разряжаться он будет довольно долго и контроле попротсу не успеет отследить, что на положительном плече напряжение провалилось.
Именно по этой причине настоятельно рекомендуется на самой плате преобразователя ставить не более 1000 мкФ в плечо и по 220…470 мкФ на платах усилителя мощности и не более.
Не хватку же мощности на пиках звукового сигнала придется компенсировать габаритной мощностью трансформатора.
Защита от перегрузки выполнена на трансформаторе тока, напряжение с которого выпрямляется диодами VD5 и VD6 и попадает на регулятор чувствительности R26. Далее проходя диод VD4, который является некоторым ограничителем амплитуды, напряжение попадает на базу транзистора VT8. Коллектор этого транзистора подключен к входу триггера Шмидта, собранного на VT2-VT3 и как только транзистор VT8 откроется он закроет VT3. Напряжение на коллекторе VT3 увеличится и откроется VT2, открывая VT1.
И триггер и VT1 запитаны от пяти вольтового стабилизатора контроллера и при открытии VT1 пять вольт попадает на шестнадцатый вывод контроллера, резко сокращая длительность импульсов управления. Так же пять вольт через диод VD3 попадает на вывод четыре, увеличивая время принудительных пауз до максимально возможного значения, т.е. управляющие импульсы сокращаются сразу двумя способами – через усилитель ошибки, который не имеет отрицательной обратной связи и работает как компаратор сокращая длительность импульсов практически мгновенно, и через формирователь длительности пауз, который теперь через разряженный конденсатор начнет увеличивать длительность импульсов постепенно и если нагрузка по прежнему слишком большая снова сработает защита как только откроется VT8. Однако у триггера на VT2-VT3 есть еще одна задача – он следит за величиной основного первичного напряжения 12 вольт и как только оно станет меньше 9-10 вольт подаваемого на базу VT3 через резисторы R21 и R22 смещения будет не достаточно и VT3 закроется, открывая VT2 и VT1. Контроллер остановится и вторичное питание пропадет.
Данный модуль оставляет шанс на заводку автомобиля, если вдруг его владелец решит послушать музыку на не заведенной машине, а так же предохраняет усилитель мощности от резких провалов напряжения в момент запуска стартера автомобиля – преобразователь просто пережидает момент критического потребления оберегая и усилитель мощности и собственные силовые ключи.
Чертеж печатной платы данного преобразователя , причем там два варианта – одно и двух трансформаторные.
Зачем два трансформатора?
Для получения большей мощности. Дело в том, что габаритная мощность трансформатора в автомобильных преобразователях ограничена напряжением питания двенадцать вольт, которое требует определенного количества витков на трансформаторе. На кольце должно быть не менее четырех витков в первичной полуобмотке, для ш-образного феррита количество витков можно снизить до трех.

Это ограничение связанно прежде всего с тем, что при меньшем количестве витков магнитное поле уже становится не однородным и возникают слишком большие его потери. Отсюда так же вытекает не возможность увести частоту преобразования на более высокие частоты – придется сокращать количество витков, а это не допустимо.
Вот и получается, что габаритная мощность ограничена количеством витков первичной обмотки и не большим частотным диапазоном преобразования – ниже 20 кГц спускаться нельзя – помехи от преобразователя не должны находиться в звуковом диапазоне, поскольку они приложат все усилия, чтобы их стало слышно в динамиках.
Выше 40 кГц тоже не поднимешься – количество витков первичной обмотки становится слишком маленьким.
Если же хочется получить мощности побольше, то остается единственное решение – увеличивать количество трансформаторов и два это далеко не максимум от возможного.
Но тут встает ребром другой вопрос – как следить за всеми трансформаторами? Городить слишком серьезный дроссель групповой стабилизации или вводить энное количество оптронов не хочется. Поэтому единственным способом контроля остается последовательное соединение вторичных обмоток. В этом случае исключается и перекосы в потреблении и контролировать выходное напряжение значительно легче, однако к сборке и фазировке трансформаторов придется уделить максимальное внимание.
Теперь немного об отличиях принципиальной схемы и платы. Дело в том, что на данной принципиалке обозначены лишь самые основные моменты схемы, на печатной же элементы расставлены согласно реальности. Например на принципиалке нет пленочных конденсаторов по питанию, а на плате они есть. Разумеется посадочные отверстия под них сделаны согласно размерам тех конденсаторов, которые были в наличии на момент разработки. Разумеется, что в случае отсутствия емкости на 2,2 мкФ можно использовать на 1 мкФ, но не ниже 0,47 мкФ.
По питанию на схеме так же установлены электролиты на 4700 мкФ, однако на плате вместо них стоит целый набор кондеров на 2200 мкФ на 25 вольт, причем конденсаторы должны быть с малым ESR, это те самые, которые позиционируются продавцами как «для материнских плат». Они обычно маркированы либо серебристой, либо золотистой краской. Если будет возможность приобрести на 3300 мкФ на 25 вольт, то это будет даже лучше, но в наших краях такие попадаются довольно редко.
Несколько слов о якобы джамперах – это такие перемычки, которые соединяют дорожки сами с собой. Сделано это не просто так – толщина меди на плате ограничена, а протекающие по проводникам тока довольно большие и чтобы компенсировать потери в проводнике дорожку нужно либо буквально пролить припоем, а это по нынешним временам дороговато, либо продублировать токоведущими проводниками, тем самым увеличив суммарное сечение проводника. Данные джампера выполняются из медного одножильного провода сечением не менее два с половиной квадрата, в идеале конечно же потолше – квадрата четыре или шесть.
Диодный мост вторичного питания. На схеме указаны диоды в корпусе ТО-247, плата подготовлена под использования диодов в корпусе ТО-220. Тип диодов напрямую зависит от планируемого тока в нагрузке, ну и конечно же диоды лучше выбирать более быстрые – будет меньше саморазогрев.
Теперь несколько слов о моточных деталях.
Самым подозрительным в схеме является трансформатор тока – толстючими проводами первичной обмотки кажется будет трудно намотать пол витка, да еще в разные направления. На самом деле это самый простой компонент из моточных деталей. Для изготовления трансформатора тока используется телевизионный фильт питания, если ВДРУГ такой найти не удалось, то можно использовать ЛЮБОЙ ш-образный ферритовый сердечник, например солгасующий трансформатор от компьютерного блока питания. Сердечник прогревается градусов до 110-120 в течении десяти – двадцати минут и затем ращелкивается. Обмотки удаляются, на каркасе мотается вторичная обмотка, состоящая из 80-120 витков проводом 0,1…0,2 мм, разумеется сложенным в двое. Затем начало одной обмотки соединяется с концом второй, провода фиксируются любым удобным для Вас способом и каркас с обмоткой надевается на половинку сердечника. Затем в одно окно прокладывается один жгут силвой первичной обмотки, во втрое – второй и одевается вторая половинка сердечника. Вот и все! Две обмотки по пол витка в первичке и 100 витков во вторичке. Почему число витков не указано точно? Число витков должно быть таким, чтобы на резисторе R27 при максимальных токах получилось три – пять вольт. Но я ведь не знаю какой ток Вы сочтете максимальным, какие транзисторы будет использовать. А величину напряжения на R27 всегда можно подкорректировать подбором номинала этого самого резистора. Главное, чтобы трансформатор тока был перегружен по вторичной обмотке, а для этого нужно не менее 60-70 витков во вторичке – в этом случае будет минимальный нагрев сердечника.

Дроссель L2 выполнялся на сердечнике силового трансформатора импульсного блока питания телевизоров подходящего размера. В принципе его можно намотать и на сердечнике от трансформатора от компьютерного блока питания, но придется организовать не магнитный зазор 0,5…0,7 мм. Для его создания достаточно бросить внутрь каркаса с вставленной половинкой сердечника НЕ ЗАМКНУТОЕ колечко из обмоточного провода соответствующего диаметра.
Намотка дросселя производится до заполнения, а вот каким проводом придется рассчитать. Лично я предпочитаю работать либо со жгутами, либо с лентой. Лента конечно же компактней, с ее помощью получается очень большая плотность намотки но на ее изготовление уходит уйма времени, ну и клей конечно же на дороге не валяется. Изготовить жгут гораздо легче – для этого достаточно выяснить примерную длину проводника, сложить провод в несколько раз, а затем при помощи дрели свить его в жгут.
Какого и сколько провода нужно использовать? Тут уже зависит от предъявляемым к конечному изделию требованиям. В данном случае речь идет об автомобильной технике, которая по определению имеет очень плохие условия охлаждения, следовательно саморазогрев нужно свести к минимуму, а для этого нужно вычислить сечение проводника при котором он будет греться не сильно, либо вообще не греться. Последнее конечно предпочтительней, но это вызывает увеличение габаритов, а машина это не Икарус, в котором уйма места. Поэтому будем исходить из минимального нагрева. Разумеется, что можно конечно поставить вентиляторы, чтобы они в принудиловку продували и усилитель и преобразователь, да вот только пыль от наших дорог больно быстро убивает вентиляторы, поэтому лучше танцевать от естественного охлаждения и возьмем за основу напряженность в три ампера на квадратный миллиметр сечения проводника. Это довольно популярная напряженность, которую рекомендуют закладывать в расчет при изготовлении традиционного трансформатора на ш-образном железе. Для импульсных устройств рекомендуют ложить пять-шесть ампер на квадратный миллиметр, однако это подразумевает хорошую конвекцию воздуха, а у нас корпус закрытый, поэтому все таки берем три ампера.
Убедил что лучше три? А теперь даем поправку на то, что нагрузка то у усилителя не постоянная, ведь чистую синусоиду, да еще приближенную к клипингу ни кто не слушает, поэтому нагрев будет происходить не постоянно, поскольку действующее значение мощности усилителя равно примерно 2/3 от максимальной. Следовательно напряженность можно увеличить на тридцать процентов без каких либо рисков, т.е. довести ее до четырех ампер на квадратный миллиметр.
Еще разик, для большего понимания цифр. Условия охлаждения гадкие, провод от больших токов начинает греться, если он сильно тонкий, а если он смотан ееще в катушку, то нагревает сам себя. Для решения проблемы закладываем напряженность в два с половиной – три ампера на квадратный миллиметр сечения провода если нагрузка постоянная, если будем питать усилитель мощности, то напряженность увеличиваем до четырех – четырх с половиной ампер на квадратный миллиметр сечении проводника.
Теперь запускаем Эксель, надеюсь у всех есть такой калькулятор, и в верхней строке пишем по порядку: «Напряженность», затем «Диаметр провода», далее «Количество проводов», потом «Максимальный ток» и в последней ячейке «Мощность». Переходим в начало следующей строки и пишем пока цифру три, пусть пока будет три ампера на квадратный миллиметр. В следующей ячейке пишем цифру один, пусть пока будет провод диаметром один миллиметр. В следующей ячейке пишем десять, это будет количество проводов в жгуте.
А вот дальше уже ячейки в которых будут формулы. Для начала вычисляем сечение. Для этого диаметр делим на 2 – нам нужен радиус. Затем радиус умножаем на радиус, на всякий случай, чтобы наш калькулятор не затупил берем вычисление радиусов в скобки и все это умножаем на число пи. В результате получаем пи эр квадрат, т.е. площадь круга, которая и является сечением проводника. Затем, не выходя из редактирования ячейки умножаем получившийся результат на наш диаметр провода и умножаем на количество проводов. Нажимаем ЭНТЕР и видим цифру с кучей знаков после запятой. Такая большая точность не нужна поэтому округляем наш результат до одного знака после запятой, причем в большую сторону, чтобы был небольшой технологический запас. Для этого заходим в редактирование ячейки, выделяем нашу формулу и нажимаем КОНТРЛ ИКС – вырезать, затем нажимаем кнопку ФОРМУЛА и в строке МАТЕМАТИЧЕСКИЕ ДЕЙСТВИЯ выбираем ОКРУГЛИТЬ ВВЕРХ. Появляется диалоговое окно с вопросом что округлить и до скольки знаков. Ставим курсор в верхнее окошко и КОНТРЛ ВЭ вставляем вырезанную ранее формулу, а в нижнем окошке ставим единицу, т.е. округляем до одного знака и нажимаем ОК. Теперь в ячейке число с одной цифрой после запятой.
Осталось вставить формулу в последнюю ячейку, ну тут все просто – закон Ома. Мы имеем максимальный ток, который можем пользовать, а бортовое напряжение пусть будет двенадцать вольт, хотя на заведенном авто оно порядка тринадцати с хвостиком, но это не учитывается падение в соединительных проводах. Перемножаем получившийся ток на 12 и получаем максимальную расчетную мощность которая вызовет не сильный нагрев проводника, точнее жгута состоящего из десяти проводов диаметром один миллиметр.
На вопросы «А у меня нет такой кнопки, нет строки редактирования» я отвечать не буду уже снято и выложено более подроное описание использование Excel в расчетах блоков питания:

Возвращаемся к нашей поделке. С диаметрами проводов в жгуте и их количеством разобрались. Эти же расчеты можно использовать и при выяснении необходимого жгута в обмотках трансформатора, но напряженность можно увеличить до пяти - шести ампер на квадратный миллиметр – одна полуобмотка работает пятьдесят процентов времени, поэтому будет успевать охлаждаться. Можно напряженность в обмотке увеличить и до семи – восьми ампер, но тут уже начнет сказываться падение напряжения на активном сопротивлении жгута, а у нас вроде еще есть желание получить не плохой КПД, поэтому лучше не надо.
Если силовых транзисторов несколько, то необходимо сразу учесть, что количество проводов в жгуте должно быть кратно количеству транзисторов – жгут придется делить на количество силовиков и очень желательно равномерное распределение протекающих токов по обмотке.
Ну с расчетами вроде разобрались, можно приступать к намотке. Если это отечественное кольцо, то его необходимо подготовить, а именно сточить острые углы, чтобы не повредить изоляцию обмоточного провода. Затем кольцо изолируется тонким изолятором – использовать для этих целей изоленту не желательно. Виниловая потечет от температуры, а матерчатая имеет слишком большую толщину. В идеале – фторопластовая лента, но ее в продаже уже встретишь не часто. Термосктч – материал не плохой, но мотать им не совсем удобно, хотя если приловчится, то результат будет весьма не плохой. Одно время использовал автомобильный антигравий – кисточкой просто покрасил, дал высохнуть, еще раз покрасил и так три слоя. Механические свойства не плохие, а не большое пробивное напряжения данной изоляции не скажется на работе – в нашем случае все напряжение не большие. Сначала мотается вторичная обмотка, поскольку она более тонкая и витков в ней больше. Затем мотается первичная обмотка. Обе обмотки наматывают сразу в двое сложенными жгутами – так очень трудно ошибиться с количеством витков, которое должно быть одинаковым. Жгуты вызваниваются и соединяются в необходимой последовательности.

Если звонить лень, или мало времени, то до намотки жгуты можно окрасить в разные цвета. Покупается по паре перманентных маркера разных цветов, содержимое их контейнеров для краски буквально вымывается растворителем и затем этой краской покрываются жгуты сразу после свивки. Краска держится не очень крепко, но даже обтершись с наружних проводов жгута ее все равно видно внутри жгута краску.
Закрепить моточные детали на плате можно довольно многим способами, а это нужно сделать не только с моточными деталями – высокие электролиты от постоянной тряски тоже могут расстаться со своими ногами. Поэтому все это приклеевается. Можно воспользоваться полиуритановым клеем, можно автомобильным греметиков, а можно все тем же антигравием. Прелесть последнего заключатся в том, что при необходимости что то демонтировать его можно расквасить – положить на него обильно намоченную растворителем 647 тряпку, сунуть это все в целлофановый пакет и выждать часов пять – шесть. Антигравий от паров растворителя размягчается и сравнительно легко удаляется.
На этом по автомобильным преобразователям все, переходим к сетевым.
Тем же, у кого есть не уемное желание поумничать, мол наговорил, а ни чего не собрал отвечу сразу – я вообще то делюсь своим опытом, а не хвастаюсь, что вот я мол собрал преобразователь и он работает. То, что мелькало в кадре это или не удачные варианты, не прошедшие финальных замеров, либо пошедшие на разборку прототипы. Я не занимаюсь изготовлением под заказ единичных аппаратов, а если и занимаюсь, то прежде всего лично мне это должно быть интересно либо схемотехнически, либо материально, но тут придется сильно заинтересить.

      Наконец то разродился на очередную поделку и статью. Роды были долгими и мучительными. Ещё раз убеждаюсь, что очень сложно изложить материал по сравнению со сборкой самого устройства. Ну да ладно! Это было предисловие, а суть данного повествования ещё раз прожевать материал об повышающих преобразователях. Для лучшего осмысления поделки изложу немного теории. Поделка работает по принципу «push-pull» или на нашем языке «тяни-толкай». Тяни-толкай это двухтактная схема.

      Напомню схему:

      Преобразователь состоит из схемы управления ШИМ, каскада форсированного закрывания ключевых транзисторов (VT1 и VT2), двух мощных ключей (VT3, VT4), трансформатора Т1 и выпрямителя на быстрых диодах.

      В качестве схемы управления используется микросхема типа TL494CN, выпускаемая фирмой TEXAS INSTRUMENT (США). Она выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, фирма SHARP (Япония) выпускает микросхему IR3M02, фирма FAIRCHILD (США) - иА494, фирма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фирма FUJITSU (Япония) - МВ3759 и т.д. Все эти микросхемы являются полными аналогами отечественной микросхемы КР1114ЕУ4.
      TL594 - аналог TL494 c улучшенной точностью усилителей ошибки и компаратора.
      TL598 - аналог TL594 c двухтактным (pnp-npn) повторителем на выходе.

      Плюсы:
Развитые цепи управления, два дифференциальный усилителя (могут выполнять и логические функции)
      Минусы:
Однофазные выходы требуют дополнительной обвески (по сравнению с UC3825). Недоступно токовое управление, относительно медленная петля обратной связи. Синхронное включение двух и более ИС не так удобно, как в UC3825.

      Рассмотрим подробно устройство и работу этой управляющей микросхемы. Она специально разработана для управления силовой частью ИБП и содержит в своем составе:

      - источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.
      - генератор пилообразного напряжения DA6; частота ГПН определяется номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и 6-му выводам, и в рассматриваемом классе БП выбирается равной примерно 60 кГц;
      - источник опорного стабилизированного напряжения DA5 (Uref=+5B) с внешним выходом (вывод 14);
      - компаратор "мертвой зоны" DA1;
      - компаратор ШИМ DA2;
      - усилитель ошибки по напряжению DA3;
      - усилитель ошибки по сигналу ограничения тока DA4;
      - два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми коллекторами и эмиттерами;
      - динамический двухтактный D-триггер в режиме деления частоты на 2 - DD2;
      - вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
      - источник постоянного напряжения с номиналом 0.1B DA7;
      - источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.

      Схема управления будет запускаться, т.е. на 8 и 11 выводах появятся последовательности импульсов в том случае, если на вывод 12 подать любое питающее напряжение, уровень которого находится в диапазоне от +7 до +40 В.
      Всю совокупность функциональных узлов, входящих в состав ИМС TL494, можно условно разбить на цифровую и аналоговую часть (цифровой и аналоговый тракты прохождения сигналов).
      К аналоговой части относятся усилители ошибок DA3, DA4, компараторы DA1, DA2, генератор пилообразного напряжения DA6, а также вспомогательные источники DA5, DA7, DA8. Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы, образуют цифровую часть (цифровой тракт).
      Временные диаграммы, поясняющие работу микросхемы:

Цифровой тракт.

      Из временных диаграмм видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов микросхемы, а также их длительность (диаграммы 12 и 13) определяются состоянием выхода логического элемента DD1 (диаграмма 5). Остальная "логика" выполняет лишь вспомогательную функцию разделения выходных импульсов DD1 на два канала. При этом длительность выходных импульсов микросхемы определяется длительностью открытого состояния ее выходных транзисторов VT1, VT2. Так как оба эти транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, то возможно двоякое их подключение.
      При включении по схеме с общим эмиттером выходные импульсы снимаются с внешних коллекторных нагрузок транзисторов (с выводов 8 и 11 микросхемы), а сами импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня (передние фронты импульсов отрицательны). Эмиттеры транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы) в этом случае, как правило, заземляются. При включении по схеме с общим коллектором внешние нагрузки подключаются к эмиттерам транзисторов и выходные импульсы, направленные в этом случае выбросами вверх (передние фронты импульсов положительны), снимаются с эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторы этих транзисторов подключаются к шине питания управляющей микросхемы (Upom).
      Выходные импульсы остальных функциональных узлов, входящих в состав цифровой части микросхемы TL494, направлены выбросами вверх, независимо от схемы включения микросхемы.
      Триггер DD2 является двухтактным динамическим D-триггером. Принцип его работы заключается в следующем. По переднему (положительному) фронту выходного импульса элемента DD1 состояние входа D триггера DD2 записывается во внутренний регистр. Физически это означает, что переключается первый из двух триггеров, входящих в состав DD2. Когда импульс на выходе элемента DD1 заканчивается, то по заднему (отрицательному) фронту этого импульса переключается второй триггер в составе DD2, и состояние выходов DD2 меняется (на выходе Q появляется информация, считанная со входа D). Это исключает возможность появления отпирающего импульса на базе каждого из транзисторов VT1, VT2 дважды в течение одного периода.
      Действительно, пока уровень импульса на входе С триггера DD2 не изменился, состояние его выходов не изменится. Поэтому импульс передается на выход микросхемы по одному из каналов, например верхнему (DD3, DD5, VT1). Когда импульс на входе С заканчивается, триггер DD2 переключается, запирает верхний и отпирает нижний канал (DD4, DD6, VT2). Поэтому следующий импульс, поступающий на вход С и входы DD5, DD6 будет передаваться на выход микросхемы по нижнему каналу. Таким образом каждый из выходных импульсов элемента DD1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса. Поэтому в справочном материале на управляющую микросхему указывается, что архитектура микросхемы обеспечивает подавление двойного импульса, т.е. исключает появление двух отпирающих импульсов на базе одного и того же транзистора за период.
      Более подробное описание одного периода работы цифрового тракта микросхемы.
      Появление отпирающего импульса на базе выходного транзистора верхнего (VT1) либо нижнего (VT2) канала определяется логикой работы элементов DD5, DD6 ("2ИЛИ-НЕ") и состоянием элементов DD3, DD4 ("2-Й"), которое, в свою очередь, определяется состоянием триггера DD2.
      Логика работы элемента 2-ИЛИ-НЕ, как известно, заключается в том, что на выходе такого элемента появляется напряжение высокого уровня (логическая 1) в том лишь единственном случае, если на обоих его входах присутствуют низкие уровни напряжений (логические 0). При остальных возможных комбинациях входных сигналов на выходе элемента 2 ИЛИ-НЕ присутствует низкий уровень напряжения (логический 0). Поэтому если на выходе Q триггера DD2 присутствует логическая 1 (момент t1 диаграммы 5), а на выходе /Q - логический 0, то на обоих входах элемента DD3 (2И) окажутся логические 1 и, следовательно, логическая 1 появится на выходе DD3, а значит и на одном из входов элемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнего канала. Следовательно, независимо от уровня сигнала, поступающего на второй вход этого элемента с выхода элемента DD1, состоянием выхода DD5 будет логический О, и транзистор VT1 останется в закрытом состоянии. Состоянием же выхода элемента DD4 будет логический 0, т.к. логический 0 присутствует на одном из входов DD4, поступая туда с выхода /Q триггера DD2. Логический 0 с выхода элемента DD4 поступает на один из входов элемента DD6 и обеспечивает возможность прохождения импульса через нижний канал.
      Этот импульс положительной полярности (логическая 1) появится на выходе DD6, а значит и на базе VT2 на время паузы между выходными импульсами элемента DD1 (т.е. на время, когда на выходе DD1 присутствует логический 0 - интервал t1-t2 диаграмма 5). Поэтому транзистор VT2 открывается и на его коллекторе появляется импульс выбросом вниз от положительного уровня (в случае включения по схеме с общим эмиттером).

      Начало следующего выходного импульса элемента DD1 (момент t2 диаграммы 5) не изменит состояния элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD6, на выходе которого появится логический 0, и поэтому транзистор VT2 закроется. Завершение выходного импульса DD1 (момент t3) обусловит изменение состояния выходов триггера DD2 на противоположное (логический 0 - на выходе Q, логическая 1 - на выходе /Q). Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4 (на выходе DD3 - логический 0, на выходе DD4 - логическая 1). Начавшаяся в момент t3 пауза на выходе элемента DD1 обусловит возможность открывания транзистора VT1 верхнего канала. Логический 0 на выходе элемента DD3 "подтвердит" эту возможность, превращая ее в реальное появление отпирающего импульса на базе транзистора VT1. Этот импульс длится до момента t4, после чего VT1 закрывается, и процессы повторяются.
      Таким образом основная идея работы цифрового тракта микросхемы заключается в том, что длительность выходного импульса на выводах 8 и 11 (либо на выводах 9 и 10) определяется длительностью паузы между выходными импульсами элемента DD1. Элементы DD3, DD4 определяют канал прохождения импульса по сигналу низкого уровня, появление которого чередуется на выходах Q и /Q триггера DD2, управляемого тем же элементом DD1. Элементы DD5, DD6 представляют собой схемы совпадения по низкому уровню.
      Для полноты описания функциональных возможностей микросхемы следует отметить еще одну важную ее особенность. Как видно из функциональной схемы рисунке входы элементов DD3, DD4 объединены и выведены на вывод 13 микросхемы. Поэтому если на вывод 13 подана логическая 1, то элементы DD3, DD4 будут работать как повторители информации с выходов Q и /Q триггера DD2. При этом элементы DD5, DD6 и транзисторы VT1, VT2 будут переключаться со сдвигом по фазе на половину периода, обеспечивая работу силовой части ИБП, построенной по двухтактной полумостовой схеме. Если на вывод 13 будет подан логический 0, то элементы DD3, DD4 будут заблокированы, т.е. состояние выходов этих элементов не будет изменяться (постоянный логический 0). Поэтому выходные импульсы элемента DD1 будут воздействовать на элементы DD5, DD6 одинаково. Элементы DD5, DD6, а значит и выходные транзисторы VT1, VT2, будут переключаться без сдвига по фазе (одновременно). Такой режим работы управляющей микросхемы используется в случае, если силовая часть ИБП выполнена по однотактной схеме. Коллекторы и эмиттеры обоих выходных транзисторов микросхемы в этом случае объединяются с целью умощнения.
      В качестве "жесткой" логической единицы в двухтактных схемах используется выходное напряжение внутреннего источника микросхемы Uref (вывод 13 микросхемы объединяется с выводом 14). Теперь рассмотрим работу аналогового тракта микросхемы.
      Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 (диаграмма 4), поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2), поступающий на второй вход DD1, не влияет в нормальном режиме работы на состояние выхода DD1, которое определяется более широкими выходными импульсами ШИМ - компаратора DA2.
      Кроме того, из диаграмм видно, что при изменениях уровня напряжения на неинвентирующем входе ШИМ компаратора (диаграмма 3) ширина выходных импульсов микросхемы (диаграммы 12, 13) будет пропорционально изменяться. В нормальном режиме работы уровень напряжения на неинвентирующем входе компаратора ШИМ DA2 определяется только выходным напряжением усилителя ошибки DA3 (т.к. оно превышает выходное напряжение усилителя DA4), которое зависит от уровня сигнала обратной связи на его неинвентирующем входе (вывод 1 микросхемы). Поэтому при подаче сигнала обратной связи на вывод 1 микросхемы ширина выходных управляющих импульсов будет изменяться пропорционально изменению уровня этого сигнала обратной связи, который, в свою очередь, изменяется пропорционально изменениям уровня выходного напряжения ИБП, т.к. обратная связь заводится именно оттуда.
      Промежутки времени между выходными импульсами на выводах 8 и 11 микросхемы, когда оба выходных транзистора VT1 и VT2 ее закрыты, называются "мертвыми зонами". Компаратор DA1 называется компаратором "мертвой зоны", т.к. он определяет минимально возможную ее длительность.
      Из временных диаграмм следует, что если ширина выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 будет в силу каких-либо причин уменьшаться, то начиная с некоторой ширины этих импульсов выходные импульсы компаратора DA1 станут шире выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 и начнут определять состояние выхода логического элемента DD1, а значит и. ширину выходных импульсов микросхемы. Другими словами, компаратор DA1 ограничивает ширину выходных импульсов микросхемы на некотором максимальном уровне. Уровень ограничения определяется потенциалом на неинвентирующем входе компаратора DA1 (вывод 4 микросхемы) в установившемся режиме. Однако с другой стороны, потенциал на выводе 4 будет определять диапазон широтной регулировки выходных импульсов микросхемы. При увеличении потенциала на выводе 4 этот диапазон сужается. Самый широкий диапазон регулировки получается тогда, когда потенциал на выводе 4 равен 0.
      Однако в этом случае появляется опасность, связанная с тем, что ширина "мертвой зоны" может стать равной 0 (например, в случае значительного возрастания потребляемого от ИБП тока). Это означает, что управляющие импульсы на выводах 8 и 11 микросхемы будут следовать непосредственно друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация, известная под названием "пробой по стойке". Она объясняется инерционностью силовых транзисторов инвертора, которые не могут открываться и закрываться мгновенно. Поэтому, если одновременно на базу открытого до этого транзистора подать запирающий сигнал, а на базу закрытого транзистора - отпирающий (т.е. с нулевой "мертвой зоной"), то получится ситуация, когда один транзистор еще не закрылся, а другой уже открыт.
      Тогда и возникает пробой по транзисторной стойке полумоста, который заключается в протекании сквозного тока через оба транзистора. Ток этот минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Защита по току в этом случае не работает, т.к. ток не протекает через токовый датчик (на схеме не показан), а значит, этот датчик не может выдать сигнал на схему управления. Поэтому сквозной ток достигает очень большой величины за очень короткий промежуток времени.
      Подобная ситуация приведёт к перегреву силовых транзисторов и их пробою. Поэтому управляющее напряжение, подаваемое на затворы силовых транзисторов, должно быть сформировано таким образом, чтобы сначала надежно закрывался бы один из этих транзисторов, а уже потом открывался бы другой. Другими словами, между управляющими импульсами, подаваемыми на затворы силовых транзисторов обязательно должен быть временной сдвиг, не равный нулю ("мертвая зона"). Минимальная допустимая длительность "мертвой зоны" определяется инерционностью применяемых в качестве силовых ключей транзисторов. Другая неприятность заключается в том, что конечное время востановления выпрямительных диодов может оказаться значительно больше "мертвой зоны". Это связано с тем, что реальные диоды, в отличии от идеальных, не могут мгновенно закрываться и через них могут протекать токи в обратном направлении, это ведёт к потерям, перегреванию и выходу из строя. Во избежание коммутационных выбросов, во-первых, необходимо введение "мертвой зоны" между закрытием транзистора VT3 и открытием VT4 не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки (Диоды Шоттки как правило на низкое оратное напряжение. Их имеет особый смысл применять в понижающих преобразователях).
      Итак, в идеальной схеме сигнал на затворах будет равняться пол периода D=0.5, но в реальной схеме, по описанным выше причинам, мы обязательно добавляем «мертвую зону» и в результате получаем импульс в лучшем случае D=0.45.
      Архитектура микросхемы позволяет регулировать величину минимальной длительности "мертвой зоны" с помощью потенциала на выводе 4 микросхемы. Потенциал этот задается с помощью внешнего делителя, подключаемого к шине выходного напряжения внутреннего опорного источника микросхемы Uref.
      В некоторых вариантах ИБП такой делитель отсутствует. Это означает, что после завершения процесса плавного пуска (см. ниже) потенциал на выводе 4 микросхемы становится равным 0. В этих случаях минимально возможная длительность "мертвой зоны" все же не станет равной 0, а будет определяться внутренним источником напряжения DA7 (0,1В), который подключен к неинвертирующему входу компаратора DA1 своим положительным полюсом, и к выводу 4 микросхемы - отрицательным. Таким образом, благодаря включению этого источника ширина выходного импульса компаратора DA1, а значит и ширина "мертвой зоны", ни при каких условиях не может стать равной 0, а значит "пробой по стойке" будет принципиально невозможен.
      Другими словами, в архитектуру микросхемы заложено ограничение максимальной длительности ее выходного импульса (минимальной длительности "мертвой зоны").
      Если имеется делитель, подключенный к выводу 4 микросхемы, то после плавного пуска потенциал этого вывода не равен 0, поэтому ширина выходных импульсов компаратора DA1 определяется не только внутренним источником DA7, но и остаточным (после завершения процесса плавного запуска) потенциалом на выводе 4. Однако при этом, как было сказано выше, сужается динамический диапазон широтной регулировки ШИМ компаратора DA2.

Рассмотрим работу силовых ключей.

      При работе на емкостную нагрузку, какой условно является затвор полевого транзистора, выходные транзисторы TL494 включаются эмитерным повторителем. При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора - также неудовлетворительно медленно. Ведь напряжение на условной емкости затвора спадает по экспоненте, а для закрытия транзистора затвор надо разрядить от 10В до не более 3В. Ток разряда через резистор будет всегда меньше тока заряда через транзистор (да и греться резистор будет неслабо, и красть ток ключа при ходе вверх).
      Что бы обойти все эти проблемы в нашем варианте был реализован каскада форсированного закрывания ключевых транзисторов. Почему закрытия? Потому что у нас схема работает в инверсном режиме. К примеру, возьмем один такт. В микросхеме образовался сигнал и открылся один из её ключей (возьмем верхний по схеме) и коммутировал резистор R11 на землю и этим самым обесточил базу VT1 (закрыл его). С этого момента ток начинает течь через резистор R12 и заряжать емкость затвора VT3. Зарядившись до состояния насыщения, транзистор открывается. В момент отключения сигнала в микросхеме у нас VT1 открывается и коммутирует затвор силового на землю и разряжает его до закрытия. То же самое во втором ключе, но в противофазе. Транзистор VT1 разряжает затвор полевика и частично проводит ток с резистора R12. Это дополнительная нагрузка на транзистор VT1 и потеря КПД. Особенно хорошо это проявляется на высоких частотах. Это можно излечить поставив нормальный эмитерный повторитель, но это увеличивает количество деталей и размеры платы. По последней причине я решил поставить специализированный MOSFET драйвер IR4426. Подробно объяснять его структуру не стану. Этот драйвер выпускается широко известной фирмой International Rectifier (IR). Естественно есть аналоги других фирм. Микросхема представляет из себя специализированный инверсный драйвер двух полевых затворов.

      Новая схема:

      Резисторы R12 и R13 по 10 Ом для ограничения тока драйвера. Стабилитроны VD2 и VD3 маломощные на 12-15 вольт, для защиты затворов от случайных бросков напряжения.
      Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает двойного значения напряжения питания. Поэтому выбирать транзисторы по допустимому напряжению между силовыми электродами следует из данного условия. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничивания индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапециевидную форму.
      У кого есть осцик, то вы можете всё это увидать собственными глазами. К примеру вот напряжения на участках затвор-сток и исток-сток.

      Из второго рисунка мы как раз и видим двойное значение напряжения на истоке силового транзистора.

      Трансформатор Ш 10x13 образный без зазора. ширина = 10мм толщина = 13мм высота просвета 19мм (рабочая высота катушки 17мм)
      первичка = 4 + 4 витка двойным проводом 0.85 (укладывал лентой в 4 жилы)
      вторичка = 84 витка проводом 0.6 (четыре слоя по 21 витку, умещается больше витков, но я оставлял свободное место по краям).
      Первой наматывал вторичку 4 слоя с изоляцией между слоями. Последней укладывал вторичку одним слоем лентой в 4 провода. При указанных на схеме номиналах конденсатора C3 и сопротивления R8, частота преобразования составит порядка 40 кГц. Входное напряжение 12 вольт, выходное 250 вольт. Для больших значений выходного напряжение следует пересчитать число витков вторичной обмотки исходя из трех вольт на виток. Можно просто умножитель поставить и не парится.

      Для сборки устройства вам понадобится лазерный принтер, глянцевая бумага от женского журнала, утюг, фальгированный стеклотекстолит, хлорное железо, дрель со сверлами, радиодетали, терпение и пару бутылок холодного пива с сухариками.

      Схему рисовал в четвертом Layout"e. Схему скачать можно .

      Печатаем на принтере, утюжим, смываем бумагу, вытравливаем, сверлим отверстия, смываем лишний мусор, лудим, напаиваем детали. Правильно собранное устройство не требует дополнительных настроек и работает сразу. Единственное замечание заключается в том, что силовые дорожки на плате необходимо усилить, пропаяв их с дополнительными обрезками медной жилы нужного диаметра. Конденсаторы C7 необходимо использовать с низкой собственной индуктивностью.

      В моем случае всё заработало как нужно. На холостом ходу, без какой либо нагрузки, преобразователь потреблял в районе 150 миллиампер. Номинальная выходная мощность 100 Вт. Максимальная 150Вт с дополнительным охлаждением.

Рассматриваемая микросхема относится к перечню наиболее распространенных и широко применяемых интегральных электронных схем. Предшественником ее была серия UC38хх ШИМ-контроллеров компании Unitrode. В 1999 г. эта фирма была куплена компанией Texas Instruments, и с тех пор началось развитие линейки этих контроллеров, приведшее к созданию в начале 2000-х гг. микросхем серии TL494. Кроме уже отмеченных выше ИБП, их можно встретить в регуляторах постоянного напряжения, в управляемых приводах, в устройствах плавного пуска, - словом везде, где используется ШИМ-регулирование.

Среди фирм, клонировавших данную микросхему, значатся такие всемирно известные бренды, как Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Все они дают подробное описание своей продукции, так называемый TL494CN datasheet.

Документация

Анализ описаний рассматриваемого типа микросхемы от разных производителей показывает практическую идентичность ее характеристик. Объем сведений, приводимых разными фирмами, практически одинаков. Более того, TL494CN datasheet от таких брендов, как Motorola, Inc и ON Semiconductor повторяют друг друга в своей структуре, приводимых рисунках, таблицах и графиках. Несколько отличается от них изложение материала у фирмы Texas Instruments, однако при внимательном его изучении становится ясно, что имеется в виду идентичное изделие.

Назначение микросхемы TL494CN

Описание ее по традиции начнем с назначения и перечня внутренних устройств. Она представляет собой ШИМ-контроллер с фиксированной частотой, предназначенный преимущественно для применения в ИБП, и содержащий следующие устройства:

• генератор пилообразного напряжения (ГПН);
• усилители ошибки;
• источник эталонного (опорного) напряжения +5 В;
• схема регулировки «мертвого времени»;
• выходные на ток до 500 мА;
• схема выбора одно- или двухтактного режима работы.

Предельные параметры

Как и у любой другой микросхемы, у TL494CN описание в обязательном порядке должно содержать перечень предельно допустимых эксплуатационных характеристик. Дадим их на основании данных Motorola, Inc:

1. Напряжение питания: 42 В.
2. Напряжение на коллекторе выходного транзистора: 42 В.
3. Ток коллектора выходного транзистора: 500 мА.
4. Диапазон входного напряжения усилителя: от - 0,3 В до +42 В.
5. Рассеиваемая мощность (при t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С.
7. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С.

Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Конструкция микросхемы TL494CN

Описание на русском языке выводов ее корпуса приведено на рисунке, расположенном ниже.

Микросхема помещена в пластиковый (на это указывает литера N в конце ее обозначения) 16-контактный корпус с выводами pdp-типа.

Внешний вид ее показан на фото ниже.

TL494CN: схема функциональная

Итак, задачей данной микросхемы является широтно-импульсная модуляция (ШИМ, или англ. Pulse Width Modulated (PWM)) импульсов напряжения, вырабатываемых внутри как регулируемых, так и нерегулируемых ИБП. В блоках питания первого типа диапазон длительности импульсов, как правило, достигает максимально возможной величины (~ 48% для каждого выхода в двухтактных схемах, широко используемых для питания автомобильных аудиоусилителей).

Микросхема TL494CN имеет в общей сложности 6 выводов для выходных сигналов, 4 из них (1, 2, 15, 16) являются входами внутренних усилителей ошибки, используемых для защиты ИБП от токовых и потенциальных перегрузок. Контакт № 4 - это вход сигнала от 0 до 3 В для регулировки скважности выходных прямоугольных импульсов, а № 3 является выходом компаратора и может быть использован несколькими способами. Еще 4 (номера 8, 9, 10, 11) представляют собой свободные коллекторы и эмиттеры транзисторов с предельно допустимым током нагрузки 250 мА (в длительном режиме не более 200 мА). Они могут соединяться попарно (9 с 10, а 8 с 11) для управления мощными полевыми с предельно допустимым током 500 мА (не более 400 мА в длительном режиме).

Каково же внутренне устройство TL494CN? Схема ее показана на рисунке ниже.

Микросхема имеет встроенный источник опорного напряжения (ИОН) +5 В (№ 14). Он обычно используется в качестве эталонного напряжения (с точностью ± 1%), подаваемого на входы схем, потребляющих не более 10 мА, например, на вывод 13 выбора одно- или двухтактного режима работы микросхемы: при наличии на нем +5 В выбирается второй режим, при наличии на нем минуса напряжения питания - первый.

Для настройки частоты генератора пилообразного напряжения (ГПН) используют конденсатор и резистор, подключаемые к контактам 5 и 6 соответственно. И, конечно, микросхема имеет выводы для подключения плюса и минуса источника питания (номера 12 и 7 соответственно) в диапазоне от 7 до 42 В.

Из схемы видно, что имеется еще ряд внутренних устройств в TL494CN. Описание на русском языке их функционального назначения будет дано ниже по ходу изложения материала.

Функции выводов входных сигналов

Как и любое другое электронное устройство. рассматриваемая микросхема имеет свои входы и выходы. Мы начнем с первых. Выше уже было дан перечень этих выводов TL494CN. Описание на русском языке их функционального назначения будет далее приведено с подробными пояснениями.

Вывод 1

Это положительный (неинвертирующий) вход усилителя сигнала ошибки 1. Если напряжение на нем ниже, чем напряжение на выводе 2, выход усилителя ошибки 1 будет иметь низкий уровень. Если же оно будет выше, чем на контакте 2, сигнал усилителя ошибки 1 станет высоким. Выход усилителя по существу, повторяет положительный вход с использованием вывода 2 в качестве эталона. Функции усилителей ошибки будут более подробно описаны ниже.

Вывод 2

Это отрицательное (инвертирующий) вход усилителя сигнала ошибки 1. Если этот вывод выше, чем на выводе 1, выход усилителя ошибки 1 будет низким. Если же напряжение на этом выводе ниже, чем напряжение на выводе 1, выход усилителя будет высоким.

Вывод 15

Он работает точно так же, как и № 2. Зачастую второй усилитель ошибки не используется в TL494CN. Схема включения ее в этом случае содержит вывод 15 просто подключенный к 14-му (опорное напряжение +5 В).

Вывод 16

Он работает так же, как и № 1. Его обычно присоединяют к общему № 7, когда второй усилитель ошибки не используется. С выводом 15, подключенным к +5 В и № 16, подключенным к общему, выход второго усилителя низкий и поэтому не имеет никакого влияния на работу микросхемы.

Вывод 3

Этот контакт и каждый внутренний усилитель TL494CN связаны между собой через диоды. Если сигнал на выходе какого-либо из них меняется с низкого на высокий уровень, то на № 3 он также переходит в высокий. Когда сигнал на этом выводе превышает 3,3 В, выходные импульсы выключаются (нулевая скважность). Когда напряжение на нем близко к 0 В, длительность импульса максимальна. В промежутке между 0 и 3,3 В, длительность импульса составляет от 50% до 0% (для каждого из выходов ШИМ-контроллера - на выводах 9 и 10 в большинстве устройств).

Если необходимо, контакт 3 может быть использован в качестве входного сигнала или может быть использован для обеспечения демпфирования скорости изменения ширины импульсов. Если напряжение на нем высокое (> ~ 3,5 В), нет никакого способа для запуска ИБП на ШИМ-контроллере (импульсы от него будут отсутствовать).

Вывод 4

Он управляет диапазоном скважности выходных импульсов (англ. Dead-Time Control). Если напряжение на нем близко к 0 В, микросхема будет в состоянии выдавать как минимально возможную, так и максимальную ширину импульса (что задается другими входными сигналами). Если на этот вывод подается напряжение около 1,5 В, ширина выходного импульса будет ограничена до 50% от его максимальной ширины (или ~ 25% рабочего цикла для двухтактного режима ШИМ-контроллера). Если напряжение на нем высокое (> ~ 3,5 В), нет никакого способа для запуска ИБП на TL494CN. Схема включения ее зачастую содержит № 4, подключенный напрямую к земле.

• Важно запомнить ! Сигнал на выводах 3 и 4 должен быть ниже ~ 3,3 В. А что будет, если он близок, например, к + 5 В? Как тогда поведет себя TL494CN? Схема преобразователя напряжения на ней не будет вырабатывать импульсы, т.е. не будет выходного напряжения от ИБП.

Вывод 5

Служит для присоединения времязадающего конденсатора Ct, причем второй его контакт присоединяется к земле. Значения емкости обычно от 0,01 μF до 0,1 μF. Изменения величины этого компонента ведут к изменению частоты ГПН и выходных импульсов ШИМ-контроллера. Как правило здесь используются конденсаторы высокого качества с очень низким температурным коэффициентом (с очень небольшим изменением емкости с изменением температуры).

Вывод 6

Для подключения врямязадающего резистора Rt, причем второй его контакт присоединяется к земле. Величины Rt и Ct определяют частоту ГПН.

• f = 1,1: (Rt х Ct).

Вывод 7

Он присоединяется к общему проводу схемы устройства на ШИМ-контроллере.

Вывод 12

Он замаркирован литерами VCC. К нему присоединяется «плюс» источника питания TL494CN. Схема включения ее обычно содержит № 12, соединенный с коммутатором источника питания. Многие ИБП используют этот вывод, чтобы включать питание (и сам ИБП) и выключать его. Если на нем имеется +12 В и № 7 заземлен, ГПН и ИОН микросхемы будут работать.

Вывод 13

Это вход режима работы. Его функционирование было описано выше.

Функции выводов выходных сигналов

Выше они же были перечислены для TL494CN. Описание на русском языке их функционального назначения будет ниже приведено с подробными пояснениями.

Вывод 8

На этой микросхеме есть 2 npn-транзистора, которые являются ее выходными ключами. Этот вывод - коллектор транзистора 1, как правило, подключенный к источнику постоянного напряжения (12 В). Тем не менее в схемах некоторых устройств он используется в качестве выхода, и можно увидеть на нем меандр (как и на № 11).

Вывод 9

Это эмиттер транзистора 1. Он управляет мощным транзистором ИБП (полевым в большинстве случаев) в двухтактной схеме либо напрямую, либо через промежуточный транзистор.

Вывод 10

Это эмиттер транзистора 2. В однотактном режиме работы сигнал на нем такой же, как и на № 9. В двухтактном режиме сигналы на №№ 9 и 10 противофазны, т. е. когда на одном высокий уровень сигнала, то на другом он низкий, и наоборот. В большинстве устройств сигналы с эмиттеров выходных транзисторных ключей рассматриваемой микросхемы управляют мощными полевыми транзисторами, приводимыми в состояние ВКЛЮЧЕНО, когда напряжение на выводах 9 и 10 высокое (выше ~ 3,5 В, но он никак не относится к уровню 3,3 В на №№ 3 и 4).

Вывод 11

Это коллектор транзистора 2, как правило, подключенный к источнику постоянного напряжения (+12 В).

• Примечание : В устройствах на TL494CN схема включения ее может содержать в качестве выходов ШИМ-контроллера как коллекторы, таки эмиттеры транзисторов 1 и 2, хотя второй вариант встречается чаще. Есть, однако, варианты, когда именно контакты 8 и 11 являются выходами. Если вы найдете небольшой трансформатор в цепи между микросхемой и полевыми транзисторами, выходной сигнал, скорее всего, берется именно с них (с коллекторов).

Вывод 14

Это выход ИОН, также описанный выше.

Принцип работы

Как же работает микросхема TL494CN? Описание порядка ее работы дадим по материалам Motorola, Inc. Выход импульсов с широтной модуляцией достигается путем сравнения положительного пилообразного сигнала с конденсатора Ct с любым из двух управляющих сигналов. Логические схемы ИЛИ-НЕ управления выходными транзисторами Q1 и Q2, открывают их только тогда, когда сигнал на тактовом входе (С1) триггера (см. функциональную схему TL494CN) переходит в низкий уровень.

Таким образом, если на входе С1 триггера уровень логической единицы, то выходные транзисторы закрыты в обоих режимах работы: однотактном и двухтактном. Если на этом входе присутствует сигнал то в двухтактном режиме транзисторные ключи открываются поочердно по приходу среза тактового импульса на триггер. В однотактном режиме триггер не используется, и оба выходных ключа открываются синхронно.

Это открытое состояние (в обоих режимах) возможно только в той части периода ГПН, когда пилообразное напряжение больше, чем управляющие сигналы. Таким образом, увеличение или уменьшение величины управляющего сигнала вызывает соответственно линейное увеличение или уменьшение ширины импульсов напряжения на выходах микросхемы.

В качестве управляющих сигналов может быть использовано напряжение с вывода 4 (управление «мертвым временем»), входы усилителей ошибки или вход сигнала обратной связи с вывода 3.

Первые шаги по работе с микросхемой

Прежде чем делать какое-либо полезное устройство, рекомендуется изучить, как работает TL494CN. Как проверить ее работоспособность?

Возьмите свою макетную плату, установите на нее микросхему и подключите провода согласно нижеприведенной схеме.

Если все подключено правильно, то схема будет работать. Оставьте выводы 3 и 4 не свободными. Используйте свой осциллограф, чтобы проверить работу ГПН - на выводе 6 вы должны увидеть пилообразное напряжение. Выходы будут нулевыми. Как же определить их работоспособность в TL494CN. Проверка ее может быть выполнена следующим образом:

1. Подключите выход обратной связи (№ 3) и выход управления «мертвым временем» (№ 4) к общему выводу (№ 7).
2. Теперь вы должны обнаружить прямоугольные импульсы на выходах микросхемы.

Как усилить выходной сигнал?

Выход TL494CN является довольно слаботочным, а вы, конечно же, хотите большей мощности. Таким образом, мы должны добавить несколько мощных транзисторов. Наиболее просто использовать (и очень легко получить - из старой материнской платы компьютера) n-канальные силовые МОП-транзисторы. Мы должны при этом проинвертировать выход TL494CN, т. к. если мы подключим n-канальный МОП-транзистор к нему, то при отсутствии импульса на выходе микросхемы он будет открытым для протекания постоянного тока. При может попросту сгореть… Так что достаем универсальный npn-транзистор и подключаем согласно нижеприведенной схеме.

Мощный МОП-транзистор в этой схеме управляется в пассивном режиме. Это не очень хорошо, но для целей тестирования и малой мощности вполне подходит. R1 в схеме является нагрузкой npn-транзистора. Выберите его в соответствии с максимально допустимым током его коллектора. R2 представляет собой нагрузку нашего силового каскада. В следующих экспериментах он будет заменен трансформатором.

Если мы теперь посмотрим осциллографом сигнал на выводе 6 микросхемы, то увидите «пилу». На № 8 (К1) можно по-прежнему видеть прямоугольные импульсы, а на стоке МОП-транзистора такие же по форме импульсы, но большей величины.

А как поднять напряжение на выходе?

Теперь давайте получим некоторое напряжение повыше при помощи TL494CN. Схема включения и разводки используется та же самая - на макетной плате. Конечно, достаточно высокого напряжения на ней не получить, тем более что нет какого-либо радиатора на силовых МОП-транзисторах. И все же, подключите небольшой трансформатор к выходному каскаду, согласно этой схеме.

Первичная обмотка трансформатора содержит 10 витков. Вторичная обмотка содержит около 100 витков. Таким образом, коэффициент трансформации равен 10. Если подать 10В в первичную обмотку, вы должны получить около 100 В на выходе. Сердечник выполнен из феррита. Можно использовать некоторый среднего размера сердечник от трансформатора блока питания ПК.

Будьте осторожны, выход трансформатора под высоким напряжением. Ток очень низкий и не убьет вас. Но можно получить хороший удар. Еще одна опасность - если вы установите большой конденсатор на выходе, он будет накапливать большой заряд. Поэтому после выключения схемы, его следует разрядить.

На выходе схемы можно включить любой индикатор вроде лампочки, как на фото ниже.

Она работает от напряжения постоянного тока, и ей необходимо около 160 В, чтобы засветиться. (Питание всего устройства составляет около 15 В - на порядок ниже.)

Схема с трансформаторным выходом широко применяется в любых ИБП, включая и блоки питания ПК. В этих устройствах, первый трансформатор, подключенный через транзисторные ключи к выходам ШИМ-контроллера, служит для низковольтной части схемы, включающей TL494CN, от ее высоковольтной части, содержащей трансформатор сетевого напряжения.

Регулятор напряжения

Как правило, в самодельных небольших электронных устройствах питание обеспечивает типовой ИБП ПК, выполненный на TL494CN. Схема включения БП ПК общеизвестна, а сами блоки легкодоступны, поскольку миллионы старых ПК ежегодно утилизируются или продаются на запчасти. Но как правило, эти ИБП вырабатывают напряжения не выше 12 В. Этого слишком мало для частотно-регулируемого привода. Конечно, можно было бы постараться и использовать ИБП ПК повышенного напряжения для 25 В, но его будет трудно найти, и слишком много мощности будет рассеиваться на напряжении 5 В в логических элементах.

Однако на TL494 (или аналогах) можно построить любые схемы с выходом на повышенную мощность и напряжение. Используя типичные детали из ИБП ПК и мощные МОП-транзисторы от материнской платы, можно построить ШИМ-регулятор напряжения на TL494CN. Схема преобразователя представлена на рисунке ниже.

На ней можно увидеть схему включения микросхемы и выходной каскад на двух транзисторах: универсальном npn- и мощном МОП.

Основные части: T1, Q1, L1, D1. Биполярный T1 используется для управления мощным МОП-транзистором, подключенным упрощенным способом, так наз. «пассивным». L1 является дросселем индуктивности от старого принтера HP (около 50 витков, 1 см высота, ширина 0,5 см с обмотками, открытый дроссель). D1 - это от другого устройства. TL494 подключена альтернативным способом по отношению к вышеописанному, хотя можно использовать любой из них.

С8 - конденсатор малой емкости, чтобы предотвратить воздействие шумов, поступающих на вход усилителя ошибки, величина 0,01uF будет более или менее нормальной. Большие значения будут замедлять установку требуемого напряжения.

С6 - еще меньший конденсатор, он используется для фильтрации высокочастотных помех. Его емкость - до нескольких сотен пикофарад.

TL 494 и ее последующие версии - наиболее часто применяемая микросхема для построения двухтактных преобразователей питания.

Публикация: www.klausmobile.narod.ru, www.cxem.net